Hi, Ich wandle ein differentielles, analoges Signal mit einem Differenzverstärker auf Single-Ended für den ADC des uC (uC kann kein differential). Das ganze ist für eine Phasenstrommessung mit einem AMC1200 von TI bei 325VDC. Nun haben ich noch ein Filter für den Differenzverstärker vorgesehen, welches aber instabil ist und mit einem starken Sinus schwingt, ohne dass überhaupt die Motorphasen bestromt sind. Simuliert hatte ich zuvor genau so mit LTSpice und ich konnte da keine Instabilität feststellen. Normalerweise schaltet man ja das Diff/Common Mode filter vor die Verstärker Widerstände R51 und R52, aber dies führt zu einem Fehler in der Verstärkung. Daher habe ich direkt die Caps nach R51 und R52 geschaltet, was wohl der Fehler war. Könnte das der Fehler sein, der zur Instabilität führt?
Ich mag jetzt nicht die genaue Ursache diskutieren, aber bei mir neigt die Schaltung in der Simulation zumindest zu Resonanzen, die nicht weit von Eigenerregung entfernt sind. Grundsätzlich: Wo hast du denn die Schaltung her? Falsch abgemalt? Bei einem differentiellen LPF geht der C an -In nicht an Masse, sondern an den Ausgang! Und der C zwischen +In und -In hat, zumindest theoretisch, keine Wirkung. Eine Prinzips-Schaltung für einen differentiellen, 2- poligen LPF, habe ich angehängt. Die Dimensionierung hängt von deinen Wünschen, wie Charakteristik und Grenzfrequenz, ab.
Bert S. schrieb: > Daher habe ich direkt die Caps nach > R51 und R52 geschaltet, was wohl der Fehler war. Könnte das der Fehler > sein, der zur Instabilität führt? C137 sitzt direkt am nichtinvertierenden Eingang, weshalb der Verstärker (TLV9004) instabil wird wenn die Kapazität 90pF überschreitet. Entweder C137 verkleinern oder aber einen richtigen Instrumentenverstärker einsetzen falls das CM/DM-Filter beibehalten werden soll. C137 < [SQR(2) x (R52 + R53)²] / [2 x PI x GBP x R53 x R52²] Mit GBP = 1MHz für den TLV9004.
von Bert S. schrieb: >Daher habe ich direkt die Caps nach >R51 und R52 geschaltet, was wohl der Fehler war. Könnte das der Fehler >sein, der zur Instabilität führt? Ja, die Impedanz der beiden Eingänge ist nicht gleich. Der +Eingang ist 10 kOhm und der -Eingang ist 0 Ohm, also ein virtueller Kurzschluß. Der C147 darf nicht direkt auf den -Eingang. Dadurch fängt das an zu schwingen. Du mußt dafür sorgen, das beide Eingänge gleiche Impedanz haben, also daß Ganze symetrisch ist.
Günter L. schrieb: > Ja, die Impedanz der beiden Eingänge ist nicht gleich. > Der +Eingang ist 10 kOhm und der -Eingang ist 0 Ohm, Bei welcher Schaltung? Bei keiner! Aber tatsächlich ist bei allen 3 Schaltungen die Eingangsimpedanz unterschiedlich, und bei allen 3 gibt es darüber hinaus eine Rückwirkung vom positiven Eingang auf den negativen Eingang: Ändert sich die Spannung am positiven Eingang, wird sich der Strom am negativen auch ändern müssen, um dessen Spannung zu halten. Das ist bei solchen Differenzverstärkern so. Nur mit Quellen mit ausreichend niedriger Impedanz liefert so ein Differenzverstärker korrekte Ergebnisse. Hier geht es aber eigentlich um die zusätzliche Filtereigenschaft.
von Uwe B. schrieb: >Günter L. schrieb: >> Ja, die Impedanz der beiden Eingänge ist nicht gleich. >> Der +Eingang ist 10 kOhm und der -Eingang ist 0 Ohm, >Bei welcher Schaltung? Bei keiner! Ganz oben, daß allererste Bild "DiffAmp.png".
Der -Eingang von 0 Ohm, virtueller Kurzschluß, entsteht durch die Gegenkopplung von R53.
Einen Kondensator am Ausgang mögen OPs auch nicht, vielleicht muss der 56R größer sein?
Danke für die Antworten, ist mir nun auch klar, dass das nicht funktionieren kann. Nun aber dazu, wie man es richtig macht. Ich möchte dem Strommessverstärker AMC1200B ein anti-Aliasing/LPF nachschalten und bin mir nicht sicher, wo ich ansetzen soll. Das differentielle Signal muss durch einen Differenzenverstärker und ein Charge Bucket ist direkt vor dem SAR ADC. Folgendes könnte man ja machen: - Filtern des single-ended Signals. Im Moment hat der Charge Bucket 56Ohm seriell und 2.2nF parallel. Ich habe einmal irgendwo in einem TI Dokument gelesen, dass man den Charge Bucket nicht als LPF verwenden sollte, ich verstehe aber nicht genau wieso? Im Endeffekt könnte ich ja auch an den Ausgang des Differenzenverstärkers einen LPF 2ter Ordnung hängen, und dann noch einen Charge Bucket nachschalten. Wäre das eine sinnvolle Lösung? - Ich könnte auch versuchen, vor dem Differenzenverstärker zu filtern, aber dies ist ja schon einmal gescheitert und aufgrund der ungenauen Caps scheint mir das nicht so sinnvoll? Weiter kommt mir noch die Frage nach der Grenzfrequenz. Der ADC sampelt mit 100kHz, das PWM Signal ist 20kHz und das möchte man ja sicher rausfiltern sowie alle Harmonischen davon. Die Stomregelung hat eine Bandbreite von etwa 800Hz, somit scheint mir wohl eine Grenzfrequenz von so 5kHz für die Strommessung Sinnvoll, oder schneide ich da massiv zu viel ab?
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Günter L. schrieb: > Der -Eingang von 0 Ohm, virtueller Kurzschluß, entsteht > durch die Gegenkopplung von R53. Ja, am neg. Eingang des Op-Amps, aber davor ist R52 und damit hat der negative Eingang eine Impedanz von 10k. In allen Schaltungen mit Gegenkopplung hält der Op-Amp die Spannung an seinem -In immer (bis es zur Übersteuerung kommt) die Spannung auf der von +In, und wenn die konstant bleibt ist 0 die Impedanz an -In 0. Günter L. schrieb: > Der C147 darf nicht direkt auf den -Eingang. (-> C137) Doch, das darf er. Bei einem Differnzierer ist das so, und hier ist er - allerdings fälschlicherweise - auf Gnd statt auf Out. Symmetrisch, abgesehen von den Impedanzen der Eingänge der Schaltung, ist das Ganze so, wie ich es gezeigt habe.
Bert S. schrieb: > Folgendes könnte man ja machen: > > - Filtern des single-ended Signals. Das Quell-Signal ist single-ended? Wieso kommt da eine symmetrische bzw. Differenz-Schaltung ins Spiel?
Uwe B. schrieb: > Das Quell-Signal ist single-ended? Wieso kommt da eine symmetrische bzw. > Differenz-Schaltung ins Spiel? Nein, ich meinte nur filtern nach dem Differenzenverstärker, wo das Signal bereits single-ended ist.
Bert S. schrieb: > Nein, ich meinte nur filtern nach dem Differenzenverstärker, wo das > Signal bereits single-ended ist. Ok, verstehe. Du hast die Optionen Differenzverstärker + unbalanced Filter oder balanced Filter. Die erste braucht 2 Op-Amps, die zweite mehr Kondensatoren. Your choice. Bert S. schrieb: > Im Moment hat der Charge Bucket 56Ohm seriell und 2.2nF parallel. Ich gestehe, dass ich den Begriff "Charge Bucket" noch nie gelesen habe, aber ich denke, ich weiß, was gemeint ist. > Ich habe einmal irgendwo in einem TI > Dokument gelesen, dass man den Charge Bucket nicht als LPF verwenden > sollte, ich verstehe aber nicht genau wieso? Ich auch nicht. In den (vollsymmetrischen) Schaltungen, die ich auf Empfehlung der ADC-Hersteller verwende, wird das genau so gemacht: Kondensator direkt am ADC-Eingang. > Weiter kommt mir noch die Frage nach der Grenzfrequenz. Der ADC sampelt > mit 100kHz, das PWM Signal ist 20kHz und das möchte man ja sicher > rausfiltern sowie alle Harmonischen davon. Alles ist ein Kompromiss. Wie viel Rest von den 20 kHz darf bleiben? Viel weniger als die Auflösung des Wandlers wäre sinnlos, andererseits, wenn es eine Regelung ist, darf die Signalverzögerung nicht zu hoch sein. Wenn dem Signal ohnehin Störungen überlagert sind, spielt ein bisschen Aliasing auch kein so große Rolle. Das Ziel kann evtl. mit 1-poligen Filtern erreicht werden, oder mit mehrpoligen, wobei man evtl. deren Einfluss je nach Charakteristik und natürlich der Grenzfrequenz auch berücksichtigen muss. Das gilt insbesondere für das, was du die Stromregelung nennst. Wenn du es nicht simulieren kannst (z. B., wenn das Verhalten der Strecke unbekannt oder nichtlinear ist), musst du es experimentell optimieren. Aber wenn es keine Regelung ist... Alles ist ein Kompromiss.
von Uwe B. schrieb: >Ja, am neg. Eingang des Op-Amps, aber davor ist R52 und damit hat der >negative Eingang eine Impedanz von 10k. R52 gehört aber zum Tiefpassfilter. R52 und C137 sollen ein Tiefpassfilter bilden. Der kann aber so nicht funktionieren, weil ja C137 vom OP kurzgeschlossen wird. Es muß noch ein Widerstand von C137 zum -Eingang eingefügt werden. Siehe bei "elektronik-kompendium" den R1. https://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0210153.htm
Günter L. schrieb: > R52 gehört aber zum Tiefpassfilter.... Ich sehe das anders: > Es muß noch ein > Widerstand von C137 zum -Eingang eingefügt werden. > Siehe bei "elektronik-kompendium" den R1. Nein, C137 muss nicht nach Masse, sondern über R53 gelegt werden, damit es ein invertierender Tiefpass wird, dessen Amplitudengang identisch zu dem nicht invertierender Tiefpass (Eingang +In bzw. SB P) ist. https://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0210153.htm behandelt keinen differentiellen Tiefpass! Aber mit 2 zusätzlichen Kondensatoren wird es einer.
@ Uwe B. danke für die Erläuterung. Noch eine Frage zum AMC1200 Datenblatt. Dort steht 3.1mVrms Noise, bezieht sich das auf den Eingang, also die +-250mV? Das wären dann ja +-4.38mV noise auf +-250mV Signal, ergibt also 1.75% Noise bzw.35dB SNR? Datenblatt AMC1200: https://www.ti.com/lit/ds/symlink/amc1200.pdf?ts=1709110963822&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.mouser.it%252F
Dort steht: Output noise: 3,1 mVrms Dort steht auch: Nominal gain: 8 Das bedeutet, dass der input noise ~0,4 mVrms ist. Allerdings ist das eine Angabe ohne Bandbegrenzung und damit ziemlich wertlos. Die benötigte Information findest du in Figure 21. "Output Noise Density vs Frequency" Für den niederfrequenten Bereich ist dort ein output noise von ca. 800 nV/sqrt(Hz) angegeben. Wenn du eine Grenzfrequenz des LPF von ca. 8 kHz anstrebst, ergibt sich daraus ein output noise von ca. 32 * 0,8 µV = 25 µV bzw. input noise = ca. 3,2 µV. (Habe ich mich verrechnet?) Es wird ca. 10% mehr, weil der größere Teil des Frequenzbandes eher 900 nV/sqrt(Hz) enthält. SNR für Sinussignale (500 mVpp) ca. 140 mV / 3,5 µV = ca. 92 dB (wenn ich mich nicht verrechnet habe).
Uwe B. schrieb: > Dort steht: Output noise: 3,1 mVrms > Dort steht auch: Nominal gain: 8 Ok, habe ich übersehen. Dann macht auch meine Noise Messung sinn, ich komme auf 1.56mVrms. Die Messung ist direkt bei ISENB oben im ersten Beitrag mit einer Spring Probe. Die Kapazitäten wurden alle entfernt. Uwe B. schrieb: > Für den niederfrequenten Bereich ist dort ein output noise von ca. 800 > nV/sqrt(Hz) angegeben. Wenn du eine Grenzfrequenz des LPF von ca. 8 kHz > anstrebst, ergibt sich daraus ein output noise von ca. 32 * 0,8 µV = 25 > µV bzw. input noise = ca. 3,2 µV. (Habe ich mich verrechnet?) Gemäss diesem Grafen müsste die Noise bei 200kHz deutlich geringer sein.
Bert S. schrieb: > Gemäss diesem Grafen müsste die Noise bei 200kHz deutlich geringer sein. Meintest du 200 Hz? Die Bandbreite des AMC1200 ist nur 100 kHz. Bei 200 Hz sind es 800 nV/sqrt(Hz). 0,8 µV würdest du hinter einem 1 Hz breiten 200 Hz-Bandfilter messen. (Da habe ich zuerst "800 Hz-Bandfilter" geschrieben...)
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Uwe B. schrieb: > Meintest du 200 Hz? Ich meinte schon 200kHz, das ist zumindest was ich oben gemessen habe. Als Vergleich habe ich auch den AMC1200B abgeschaltet, da war die Noise komplett weg. Die 3.1mVrms Noise müssen ja auch irgendwoher kommen, zumindest sehe ich die Beziehung zur Frequenzabhängigen Noise nicht.
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Uwe B. schrieb: > Und der C zwischen +In und -In hat, zumindest theoretisch, keine Wirkung. Praktisch aber schon. Denn der OP regelt ja mit der Differenz zwischen den beiden Eingängen. Sonst könnte man ja einfach auch +In und -In miteinander verbinden, wenn da "theoretisch" sowieso der selbe Pegel ist...
Bert S. schrieb: > Die 3.1mVrms Noise müssen ja auch irgendwoher kommen, zumindest sehe ich > die Beziehung zur Frequenzabhängigen Noise nicht. Ein Delta-Sigma-DAC generiert sehr viel Out-of-Band Noise. Wenn du dir dein Oszillogramm ansiehst, wirst du feststellen, dass da ganz offensichtlich ein ganz erheblicher Rest einen Signals mit knapp 200 kHz drin steckt (ca. 9 Schwingungen in 50 µs). Der ADC/DAC ist aber nur für 100 kHz Bandbreite vorgesehen. Wenn alles über 100 kHz heraus filterst, wird es schon ganz erheblich weniger. Und wenn du sogar, wie in deinem Ausgangspost angestrebt, alles über 8 kHz heraus filterst, bleibt noch einmal deutlich weniger. Lothar M. schrieb: > Praktisch aber schon. Denn der OP regelt ja mit der Differenz zwischen > den beiden Eingängen. Ja, und genau deswegen schrieb ich "theoretisch". Ob der Effekt in der Praxis vernachlässigbar ist oder nicht, hängt von vielen Faktoren ab. Ein kleiner Kondensator (1 nF) bei einer niedrigen Grenzfrequenz und wohl möglich einer niederohmigen Dimensionierung spielt sicherlich keine Rolle. Würde ich die Dimensionierung der Originalschaltung behalten und nur den einen 100 pF nicht nach Masse, sondern an den Ausgang legen, ergäbe sich ein Tiefpass mit 160 kHz. In diesem Fall würde der Effekt des 1 nF, je nach Op-Amp, mehr oder weniger, aber deutlich sichtbar sein. (Hab' ich aus Interesse mal simuliert.) @ Bert: Für die korrigierte Schaltung würdest du statt 2 x 100 pF z.B. 2 x 2,2 nF bei 10 kOhm-Widerständen brauchen, um eine Grenzfrequenz von 8 kHz zu erreichen.
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