Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik symmetrische Rechteckspannung generieren

Markus K. schrieb:
> c.) Wenn die Frage b mit Ja beantwortet werden kann, warum erhalte ich
> trotz Auskoppelung am Punkt "out" immer noch einen DC-Anteil im Signal.

Es gibt ein Bauteil mit dem man jeden DC Anteil sicher "entfernen" kann.
Das wird auch gerne in Audio Verstärkern zwischen zwei Stufen benutzt.
Das ist wahrscheinlich auch für dich die richtige Lösung.

Da es sich um ein rein digitales Rechtecksignal handelt, kannst du 
einige Bauteile getrost weglassen. C1 könnte theoretisch auch 
weggelassen werden, solange am Eingang kein DC-Signal eingespeist wird.

Elliot schrieb:
> Die Unsymmetrie ergibt sich aus der in den beiden Richtungen
> unterschiedlichen Ansteuerung der Endstufe. Mal hochohmig (R2), mal
> niederohmig (M3)

Bei 1k Ausgangslast merkt man das aber kaum.

Udo S. schrieb:
> Es gibt ein Bauteil mit dem man jeden DC Anteil sicher "entfernen" kann.
Das wäre dann in der gegebenen Schaltung C1. ;)

Michael M. schrieb:
> C1 könnte theoretisch auch weggelassen werden, solange am Eingang kein
> DC-Signal eingespeist wird.

Ich sehe gerade, dass R4 nicht an 0V, sondern auch an GND angeschlossen 
ist. Dann muss C1 natürlich doch drin bleiben!

Wie hoch ist eigentlich die Frequenz?

M.A. S. schrieb:
> Das wäre dann in der gegebenen Schaltung C1. ;)

Mein Beitrag und der Schaltplan hat sich zeitlich überschnitten.
Und er hat behauptet:

Markus K. schrieb:
> Der Strom ist ebenfalls nicht symmetrisch.

Also ging ich davon aus, dass er keinen Kondensator zur Auskopplung 
benutzt.

Udo S. schrieb:
> Mein Beitrag und der Schaltplan hat sich zeitlich überschnitten.
> Und er hat behauptet:

Ah, ok!

Elliot schrieb:
> a: Überdenke die Formulierung deiner Frage nochmal

Habe ich, aber ich weiss nicht genau worauf die hinaus möchtest.
Liegt es daran, dass der Strom nicht von der Versorgung_b (V4) abhängt, 
da der npn ein Emitterfolger ist?
Wenn nämlich V2 und V4 auf 24V eingestellt sind erhalte ich mit der 
Schaltung auch 24V an der Basis des npn, wenn der FET hochohmig ist und 
folglich auch ca. 23.3V am Emitter des npn. So bekomme ich dann mit dem 
Auskoppelkondensator die symmetrische Spannung +-12V zusammen.

Nun, die symmetrische Spannung "Vout" reduziert sich aber auf +5V und 
-6V und ist trotz Auskoppelkondensator auch gar nicht symmetrisch wenn 
ich alles gleich belasse und V4 zB auf 12V stelle.
Ich verstehe nicht, warum das so ist, eigentlich dürfte die Spannung von 
V4 gar keine Rolle spielen, weil der Ausgang (Emitter) diese Spannung ja 
gar nicht sieht. Wo genau liegt also mein Verständnisproblem?

Elliot schrieb:
> H. H. schrieb:

> Die Unsymmetrie ergibt sich aus der in den beiden Richtungen
> unterschiedlichen Ansteuerung der Endstufe. Mal hochohmig (R2), mal
> niederohmig (M3)

Ich habe R7 etwas erhöht und auf 2k gestellt, aber die Unssymmetrie 
gibts es immer noch. Müsste die Symmetrie dadurch nicht etwas besser 
werden?

Michael M. schrieb:
> Da es sich um ein rein digitales Rechtecksignal handelt, kannst du
> einige Bauteile getrost weglassen. C1 könnte theoretisch auch
> weggelassen werden, solange am Eingang kein DC-Signal eingespeist wird.

Das Rechtecksignal könnte man ja eigentlich als ein Wechselsignal mit 
DC-Anteil sehen. Ich verstehe ehrlich gesagt nicht nicht warum die 
Bauteile alle weggelassen werden können, nur weil es ein rein digitales 
Signal ist. Ok, die Dioden machen wirklich keinen Sinn, aber der Rest? 
Könntest du das bitte näher erläutern, das könnte wichtig für mich sein.

> Ich sehe gerade, dass R4 nicht an 0V, sondern auch an GND angeschlossen
> ist. Dann muss C1 natürlich doch drin bleiben!


Das verstehe ich auch nicht so ganz. GND ist doch 0V und warum muss C1 
aus dem Grund drin bleiben, weil R4 nicht an 0V ist. C1 benötige ich 
doch, um überhaupt eine negative Spannung zu erzeugen.

Gruss Markus

Achim S. schrieb:
>
>
> Grade weil der Ausgangskondensator den DC-Anteil abkoppelt muss die
> Spannung mit einem Tastgrad <> 50% unterschiedlich weit ins positive wie
> ins negative reichen. Mach das Eingangssignal symmetrisch bezüglich
> Tastgrad (z.B. indem du die  Periodendauer auf 32µs einstellst), dann
> wird der Ausgang symmetrisch bezüglich der Spannungen.

Hallo Achim

Ja das habe ich gerade gemacht und auch wenn ich noch auf meine offenen 
Fragen noch keine Antwort bekommen konnte habe ich den Vorschlag 
angenommen und alle überflüssigen Bauteile entfernt.
Ich komme trotz 50% Tastgrad nicht auf eine symmetrische Spannung Vout.
Ich weiss nicht, was ich falsch mache und langsam mache ich mir wirklich 
sorgen. Siehe Bild und asc-file.

Achim S. schrieb:
> Grade weil der Ausgangskondensator den DC-Anteil abkoppelt muss die
> Spannung mit einem Tastgrad <> 50% unterschiedlich weit ins positive wie
> ins negative reichen. Mach das Eingangssignal symmetrisch bezüglich
> Tastgrad (z.B. indem du die  Periodendauer auf 32µs einstellst), dann
> wird der Ausgang symmetrisch bezüglich der Spannungen.

Oder um es nochmal anders zu formulieren. Die verschobene Ladung über 
eine Periode ist in der Summe 0. Sonst müsste sich ja der kondensator 
immer weiter aufladen.
Daraus folgt das das Integral über eine Vollwelle 0 sein muss (Die 
Fläche), bezogen auf die Masse.
Wenn also die negative und positive Pulsdauer unterschiedlich ist, muss 
die Spannung und der Strom der Halbwellen entsprechend umgekehrt 
proportional zur relativen Dauer sein.

Achim S. schrieb:
> Markus K. schrieb:
>> Ich komme trotz 50% Tastgrad nicht auf eine symmetrische Spannung Vout.
>
> Du hast wieder keinen Tastgrad von 50%. Zu Beginn war dein Tastgrad
> (15+1)/31. Jetzt ist dein Tastgrad (16+1)/32.
>
> Setze ton auf 15 us und die Periode auf 32µs. Dann ist der Tastgrad 50%,
> weil zu den 15us von ton noch jeweils 500ns von trise und tfall
> dazukommen.
>
> Mit anderen Worten: wenn ton=15µs, trise=tfall=1µs, dann ist der Puls
> insgesamt 16µs lang.

Es tut mir leid, ich habe das mit den trise, tfall überlesen.
Jetzt ist das Signal tatsächlich symmetrisch, aber bitte Achim verrate 
mir, woher du das weisst? Das hat mir bisher noch kein Dozent oder sonst 
irgend jemand so gesagt...


Ich wäre jetzt noch dankbar, wenn jemand meine obigen Fragen beantworten 
könnte, muss aber auch nicht mehr heute sein.

Zudem würde ich dann doch sehr gerne auch erfahren, wie die Schaltung 
aussehen müsste, wenn ein grösserer Strom als 12mA gefordert wäre, zB 
100mA oder grösser. Diese Schaltung ist für höhere Ströme denke ich 
nicht geeignet.

By the way: Ich bin vorher auf der Suche nach einem guten Buch gewesen, 
mit dem ich mir weitere Kenntnisse aneignen kann, indem man praktisch 
mit Hilfe des Buches etwas komplexere Schaltungen aufbaut und erklärt 
bekommt warum man was und wie macht. Kennt jemand so ein Buch, dass für 
Einsteiger wie mich geeignet ist? Ich wäre euch sehr dankbar.

Um der Sache auf die Spur zu kommen: miß doch mal die Verläufe an R3.

Du hast eine unsymmetrische Ansteuerung (R2/M3) und möchtest ein 
symmetrisches Ausgangssignal. Ich würde R2 kleiner machen.

C1 könnte etwas größer oder der Lastwiderstand kleiner, siehe die leicht 
fallende Amplitudenverläufe (Hochpass). Wenn Du die Frequenz testweise 
kleiner machst, wird das deutlicher.

Bei einer +12V und -12V Dualspannungsversorgung kann R4 (1k) direkt ohne 
Elko zwischen Ausgang und 0V angeschlossen werden. Dann gibt es keine 
schrägen Dächer mehr und der Tastgrad muss dann auch nicht mehr genau 
50% betragen. Jeder Tastgrad ist automatisch vollausgesteuert.

Für hohe Frequenzen kann für M3 ein bipolarer NPN-Transistor eingesetzt 
werden, weil der geringere innere Kapazitäten hat. R1 sollte dann etwa 
560 Ohm betragen und die Ansteuerung niederohmig.

H. H. schrieb:
> Aber du bist durchgefallen...

Das stimmt, weil man jetzt immer gezwungen ist eine Frequenz 
abzuliefern. Bleibt der Eingang unbeschaltet, gibt's leider sofort DC am 
Ausgang.

H. H. schrieb:
> Michael M. schrieb:
>> H. H. schrieb:
>>> Aber du bist durchgefallen...
>>
>> Das stimmt, weil man jetzt immer gezwungen ist eine Frequenz
>> abzuliefern. Bleibt der Eingang unbeschaltet, gibt's leider sofort DC am
>> Ausgang.
>
> Du bist nochmals durchgefallen...

Guten Morgen

Also ich hätte nun angenommen, dass Sinn dieses Forums ist, dass der 
Fragende die Antworten hier auch versteht.

Meine Frage war einmal, warum die Versorgungsspannung der komplementären 
Transistoren hier eine Rolle spielt.
Oder ansders gefragt, warum sehe ich wenn der M3 hochohmig ist am 
Ausgang keine 23.3V wenn die Transistoren mit +-12V versorgt sind?
Es ist und bleibt doch ein Emitterfolger, ganz egal welche 
Versorgungsspannung ich verwende. Es scheint aber zu funktionieren, 
warum?

Markus K. schrieb:
> Also ich hätte nun angenommen, dass Sinn dieses Forums ist, dass der
> Fragende die Antworten hier auch versteht.
Es wäre tatsächlich sehr sinnvoll, wenn der, der es besser weiß (oder 
meint, es besser zu wissen), nicht einfach ein "geht nicht" hinrotzt, 
sondern wenigstens mit einem kleinen Hinweis in die Richtung zeigt, wo 
und warum er da einen Schwachpunkt sieht. Dann kann man sinnvoll 
weiterdiskutieren.

Markus K. schrieb:
> b.) Warum kann ich am Ausgang keine vollen +/-12V erreichen, wenn ich
> die Schaltung mit 24V speise?
Wenn man sich schon eine +-12V Versorgung aussuchen darf, dann nimmt man 
auch eine +-12V Versorgung. Und schlauerweise nimmt man sogar eine 
+-12,irgendwas V Versorgung, weil am Transistor ja auch noch ein paar mV 
abfallen.

Markus K. schrieb:
> Oder ansders gefragt, warum sehe ich wenn der M3 hochohmig ist am
> Ausgang keine 23.3V wenn die Transistoren mit +-12V versorgt sind?
Du kannst da ja nie 23V sehen, weil nirgends 23V angelegt werden. Das, 
was du da gerade hat, ist ein "Masseproblem". Du tust dir schwer mit der 
Vorstellung einer negativen Spannung, deshalb versiehst du das Ganze 
gedanklich mit einem Offset. Und dann hast du wieder keinen brauchbaren 
Bezugspunkt...

Ich würde die Aufgabe so wie im Anhang lösen...

H. H. schrieb:
> Und auch du wärst durchgefallen, weil bei jedem Tastverhältnis <>50% ein
> DC-Anteil vorhanden wäre.

Sehe ich genauso, dadurch dass in den Aufgabe explizit steht "Ein DC 
Anteil am Ausgang ist nicht erwünscht" klingt für mich dass hier als 
Lösung ein Entkoppelkondensator erwartet wird.
Allerdings hatte mich auch gewundert, dass er das nicht symmetrisch 
sondern unipolar aufgebaut hatte.

H. H. schrieb:
> Und auch du wärst durchgefallen, weil bei jedem Tastverhältnis <>50% ein
> DC-Anteil vorhanden wäre.
War mir schon klar, dass das kommen würde (ich denke, dass dir das klar 
ist, dass mir das klar ist).

Allerdings würde ich dann einfach zugrunde legen, dass das Signal so 
generiert werden muss, dass 50% eingehalten sind. Punkt.

Denn bei jedem Signal ungleich 50% und DC-Freiheit per Koppelkondensator 
am Ausgang werden die geforderten +-12V für das Signal nicht 
eingehalten. Denn ein 25% PWM-Signal wird dann zwar DC-frei sein, aber 
eben z.B. -6V und +18V (oder andersrum) haben. Blöd aber auch...

H. H. schrieb:
> Lothar M. schrieb:
>> Ich würde die Aufgabe so wie im Anhang lösen...
>
> Und auch du wärst durchgefallen, weil bei jedem Tastverhältnis <>50% ein
> DC-Anteil vorhanden wäre.

überm integral der Zeit vielleicht. Nicht aber, so wie es der Dozent 
schrieb zu diskreten Zeitpunkten. Da sind es minus 12 oder plus 12 Volt 
am Ausgang.
Würde ich auch so zusammenlöten. Ohne Auskoppel-C. Ich würde die Lösung 
als "richtig" erachten.
Klar, sobald ein Tiefpass in form LC, RC usw. an den Ausgang 
angeschlossen wird, wir es IMMER eine Gleichstromkomponente geben
(EDIT: wenn von 50-50 abgewichen wird)
, die Aufgabe wäre demnach unlösbar.
Mich würde vielmehr die 0.7Volt stören, ich würde was mit Rail2Rail 
versuchen aufzubauen. Da die Wahl der Spannungsquelle freisteht, 
erübrigt sich das hier.

Axel R. schrieb:
> H. H. schrieb:
>

> Mich würde vielmehr die 0.7Volt stören, ich würde was mit Rail2Rail
> versuchen aufzubauen. Da die Wahl der Spannungsquelle freisteht,
> erübrigt sich das hier.

Kann mir das jrmand mal zeigen wie das mit Rail to Rail funktionieren 
soll. Ich habe einfach nicht die nötige Erfahrung euren Gesprächen 
100%ig zu folgen. Bitte berücksichtigt, dass ich das auch erst alles 
lernen muss.

H. H. schrieb:
> Der TE kann uns ja dann mal berichten was der Dozent erwartet
> hatte.

50%Duty cycle soll OK sein. Die Angaben der Zeichnung zu den Zeiten 
könne man ignorieren. Nachher kommt ein Tiefpass drangehängt, aber warum 
soll dann auf einmal ein Gleichanteil auftreten?
Es ist kein Gleichanteil oder DC Anteil erwünscht. Das Signal sollte 
symmetrisch sein.

Markus K. schrieb:
> Nachher kommt ein Tiefpass drangehängt, aber warum
> soll dann auf einmal ein Gleichanteil auftreten?
Und die Antwort auf diese, deine Frage war?

> Das Signal sollte symmetrisch sein.
Was sollte bei dem Signal symmetrisch sein?
Welche Art von Symmetrie muss es haben?

Markus K. schrieb:
> wie das mit Rail to Rail funktionieren soll.
Du brauchst dafür High- und Low-seitig jeweils eine Emitterschaltung, 
dazu musst du die Emitter der Endtransistoren an die Versorgung legen. 
Und dann genug Strom durch die Basis jagen, dass sie beim Einschalten 
gut gesättigt werden.

> wie das mit Rail to Rail funktionieren soll.
Es ist für deine Aufgabe unnötig. Weil du beliebig viele 
Spannungsquellen zur Verfügung hast, kannst du es auch so machen wie im 
Anhang.

Lothar M. schrieb:
> Weil du beliebig viele Spannungsquellen zur Verfügung hast, kannst du es
> auch so machen wie im Anhang.

Richtig. Aber wozu dienen R3, R7 und R8? Die kann man genauso gut 
weglassen.

R5 würde ich noch verkleinern um die Flankensteilheit zu verbessern, 
falls das überhaupt erforderlich ist. Stichwort Millerkapazität.

Michael M. schrieb:
> R3, R7 und R8? Die kann man genauso gut weglassen.
Na gut, "weglassen" ist eher falsch, aber du meintest vermutlich 
"überbrücken".

Also: überbrück mal den R7. Und frag dann die Basis vom Q1, wie es ihr 
so geht. Wobei, wie ich das sehe wird das gar nicht so schlimm, aber am 
Ausgang kommen statt der +12V dann etwa +14V heraus...   ;-)

Und die anderen beiden Widerstände waren eh' schon drin.

Lothar M. schrieb:
> Also: überbrück mal den R7. Und frag dann die Basis vom Q1, wie es ihr
> so geht...  ;-)

Ich habe die Basis von Q1 mal gefragt und sie sagte mir, dass es ihr gut 
geht, solange der Ausgangswiderstand R4 (1k) nicht nennenswert 
verringert wird.

Hallo

Das klingt jetzt ziemlich wie eine totale Anfängerfrage, aber wenn ich 
die obige Schaltung nehme, habt ihr da weiter oben von fallenden Flanken 
gesprochen und erwähnt, dass der Auskoppelkondensator etwas zu klein 
geraten ist.
Mit 1u und 1k am Ausgang errechne ich eine Grenzfrequenz von ca. 160 Hz, 
also lässt mir der Hochpass kein DC durch und lässt damit Frequenzen 
grösser 160Hz durch. Aber warum führt das eigentlich zu einer fallenden 
Flanke und nicht nur zu einer Verrundung der Ecken des Pulses?

Markus K. schrieb:
> warum führt das eigentlich zu einer fallenden Flanke und nicht nur zu
> einer Verrundung der Ecken des Pulses?

(Wenn ich Deine Frage richtig verstehe) ... die Pulse werden nicht 
abgerundet weil die hohen Frequenzen über den HP übertragen werden 
(Stichwort Fourrier). Bei einem TP würden die Pulse abgerundet.

Was man da sieht, die abfallenden 'Dächer', das ist das Auf- & Entladen 
des C1. Wie gesagt: bei testweise (Faktor 10) verkleinerter Frequenz 
wird das deutlicher.

Das ist das Schöne bei Spice: man kann mit den Parametern herumspielen 
und schauen was passiert.

Mohandes H. schrieb:
> Markus K. schrieb:
>
>> warum führt das eigentlich zu einer fallenden Flanke und nicht nur zu
>> einer Verrundung der Ecken des Pulses?
>
> (Wenn ich Deine Frage richtig verstehe) ... die Pulse werden nicht
> abgerundet weil die hohen Frequenzen über den HP übertragen werden
> (Stichwort Fourrier). Bei einem TP würden die Pulse abgerundet.

Ja so hatte ich es eigentlich gemeint. Da dem Rechtecksignal durch den 
Hochpass alle Frequenzen <= 160Hz fehlen, kann so der Rechteck kein 
sauberer perfekter Rechteck mehr sein, sondern sehr geringfügig an den 
Ecken abgerundet sein müsste (theoretisch). Praktisch wird man das bei 
so einer geringen Eckfrequenz aber eher nicht feststellen.


> Was man da sieht, die abfallenden 'Dächer', das ist das Auf- & Entladen
> des C1. Wie gesagt: bei testweise (Faktor 10) verkleinerter Frequenz
> wird das deutlicher.
> Das ist das Schöne bei Spice: man kann mit den Parametern herumspielen
> und schauen was passiert.


Ja das mache ich natürlich und experimentiere herum. Das mit dem Auf- 
und Entladen macht ja noch Sinn, dass es da fallende oder steigende 
Flanken gibt.

Was mich aber stutzig macht ist, wenn der Q1 leitet, wird der 
Kondensator aufgeladen, und entladen, wenn Q2 leitet.
Wenn ich mir aber die Simulation ansehe, sehe ich wenn die 12V anliegen 
eine fallende Flanke und bei - 12V eine steigende Flanke.
Der Kondensator wird doch solange geladen, solange der Q1 leitet. Das 
macht ja so keinen Sinn wie es in meinem letzten Bild ersichtlich ist.
.

Q1 und Q2 sind zwar (jeweils abwechselnd) leitend. C1 wird quasi 
schlagartig aufgeladen (weil Transistoren niederohmig), aber dann 
beginnt schon die Entladung über den Lastwiderstand.

Auf der linken Seite von C1 ist eine konstante Spannung und auf der 
rechten Masse --> Entladung.

Spiel mal mit Spice, mache die Frequenz immer kleiner, dann siehst Du 
die e-förmige Entladekurve.

Mohandes H. schrieb:
> e-förmige Entladekurve

Natürlich 1/e = e^-1

U = Uo*(1-e^(-t/tau))

Mohandes H. schrieb:
> Mohandes H. schrieb:
>
>> e-förmige Entladekurve
>
> Natürlich 1/e = e^-1
> U = Uo*(1-e^(-t/tau))

Ich habe dich schon verstanden, kein Problem.
Ich versuche das morgen einmal. Ich habe nun mal alle Schaltungen, die 
mir vorgeschlagen wurden auch allesamt noch simuliert und analysiert. 
Auch die von Lothar. Jetzt bin ich auf ein anderes Problem gestossen, 
dass ich bei allen Schaltungen feststelle und ich auch noch nicht 
wirklich begriffen habe. Aber da muss ich zuerst noch einmal probieren 
und etwas herumrechnen. Ausserdem bin ich schon zu müde, das noch heute 
zu beschreiben.

Ich danke dir erst einmal. Ihr hört von mir vermutlich morgen nochmals, 
wenn ich das Problem nicht gerade selbst lösen konnte.

Gute Nacht

Markus K. schrieb:
> Mit 1u und 1k am Ausgang errechne ich eine Grenzfrequenz von ca. 160 Hz,
> also lässt mir der Hochpass kein DC durch und lässt damit Frequenzen
> grösser 160Hz durch.
Ein solcher Filter ist nicht "binär" im sinne von "bis 159,999 Hz geht 
nichts und ab 160,000 Hz geht alles durch". Nein, der Filter lässt im 
Prinzip alle Frequenzen > 0 Hz "durch", nur eben manche besser und 
manche schlechter. Dein 160 Hz Hochpass dämpft z.B. ein 160 Hz Signal 
bereits um 3dB (also um den Faktor 0,7) ab.

> der Auskoppelkondensator
Ein Tipp: mach die Schaltung so, dass du keinen Koppelkondensator 
brauchst. Dann kannst du auch mit 0Hz (statisch) -12 V und +12 V 
ausgeben und bist ein für alle Male aus dieser Frequenzgang-Geschichte 
heraus.