Hallo! Ich tu mir extrem schwer den Regler eins Buckconverters auszulegen. Es geht um einen 24V-12V Wandler mit 200W Leistung. Die Last kann sehr Pulsfürmige Ströme ziehen. ALso 100%-50% Lastsprünge könne auch mit 5kHz kommen. Es muss also gut ausregeln können. Ich nennen euch die Daten des Wandler: f=100kz L=5µ C=2x330µ Der Kondensator ist ein Low-ESR mit festem Elektrolyt. Was ich mitbekommen hab, ist das für die Reglerauslegung auch die Amplitude des Sägezahngenerator im Controller ausschlaggebend ist. Sie beträgt 1,2V. Den Erroramp hab ich wie im Anhang gestaltet. Bis auf die Widerstände zur Spannungsanpassung (Referenz ist 2,5V) weis ich nicht wie ich die Bauteile wählen soll. Schaltnetzteile waren nie meine Stärke. Gibt es einen Spezialist in dem Bereich (SMPS), welcher mir die Werte für die Kondensatoren und Widerstände für den Regler nennen kann? Ich komm damit nicht zurecht. Entweder schwingt die Ausgangsspannung oder die Regelung ist zu lansgam.
Hallo Markus,
> Es sind nur einmal 330µ!
Und? Wird er warm?
Wenn ich das richtig verstehe wandelst Du 24V in 12V um und das bei bis
zu 200W. Das wären 16A effektiv, Spitzen könnten locker 32A und mehr
betragen. Low-ESR mit festem Elektrolyt dürften bei 330uF so um die 3-4A
vertragen, d.h. dann haben sie eine normale Lebendsdauer. Deine Ströme
verkürzen die Lebensdauer deutlich. Schau mal in den Datenblättern für
Elkos nach max. Rippel.
Gruss Klaus.
Hab de einen recht guten Elko welcher 4,9A Rippel abkann: http://www.farnell.com/datasheets/51370.pdf Das ist selbst mit Derating noch genügend Reserve. Handwarm wird er allerdings schon. Ok ich könnte auch 2x270µ nehmen für bessere aufteilung. Aber das wird das Problem mit der Regelung nicht lösen. Einfach viel Kapazität geht aus Platzgründen nicht. >Das wären 16A effektiv, Spitzen könnten locker 32A und mehr >betragen. Mehr als 26A kann der Strom nicht betragen, da dann das peak-current-limit greift. Der Rippel in der Spule beträgt gemessen 3,1A (statt den gerechneten 2,85ADrossel geht leicht ein). Aber wie gesagt, ich brauch die Reglerwerte.
C1=3n9 C3=2n R3=1k2 R2=9k C2=250p R1=18k R4=3k158 Ist eine sehr giftige auslegung mit fast 50kHz Bandbreite. Unbedingt bei verschiedenen Temperaturen Testen, da die ESR-Nullstelle die Phasenreserve beeinflussen wird. Auch kapazitive Last mit wenig ESR Testen (wenn notwendig). Wenn du einen Gain/Phase-Analyzer hast kannst die Übertragugsfunktion auch messen um genauer zu optimieren. Sind nur gerechnete Werte ohne einen Konkreten OPAmp anzunehmen bzw den PWM-IC genauer zu berücksichtigen. Den ich habe einen EIngasspannung von genau 24V Angenommen. Es ist zu beachten, dass bei einem Voltage-Mode (was ich vermute) geregeltem Buck, der Loop-Gain von der Eingangssannung linear abhängt. Ich würde daher empfehlen einen IC mit EIngangsspannungsfeedforward einzusetzen. MFG Fralla
hallo Fralla! >C3=2n >R3=1k2 >R2=9k >C2=250p >R1=18k >R4=3k158 Ich hab deine Werte mal getestet. Ist Stabil und besser als alle einstellungen die ich je hatte. Aber immer noch nicht optimal. Den Spannungsteiler(R1,R4) zur Spannungseinstellung hab ich allerdings hochohmiger gemacht. Noch Vorschläge wie der Regler schneller wird?
>Den Spannungsteiler(R1,R4) zur Spannungseinstellung hab ich allerdings >hochohmiger gemacht. Sei mir nicht böse, aber willst du mich verars..en? Wenn ich dir schon Werte geben musst du sie auch so übernehmen. Denn dieser Spannnungsteiler bestimmt auch die Gesammtreglerverstärkund und die Frequenz einer Nullstelle für den Phaseboost. Sollte man wissen, wenn man so einen Buck entwickelt. >Noch Vorschläge wie der Regler schneller wird? Die Drossel bistimmt wie sich der Strom ändern kann, selbst bei perfektem Regler. Also Drossel kleiner. Anstonsten Multiphasen Buck in BCM-geregelt, hysterese. Design ist ja schon fertig, wie du sagtest. Du must auch mal definieren welche Transient Load Anforderungen du brauchst. Und dir klar werden, ob du es wirklich so brauchst... MFG Fralla
Markus schrieb: > Noch Vorschläge wie der Regler schneller wird? Ja. Aufbau ohne Schaltregel-IC. Die Schleifenverstärkung der meisten Schaltregler ist nämlich um Größenordnungen geringer als die von halbwegs schnellen OPs. Bei 100KHz Taktfrequenz wird die Stabilität so zum Kinderspiel. Platzbedarf ist freilich höher...
>Ja. Aufbau ohne Schaltregel-IC
meinst du einen exterenen OP-Amp nehmen? Dann bleibt aber das Problem
der Richtigen beschaltung.
nein, ich meine richtig mit Sägezahngenerator, Fehlerverstärker, Komparator, ggf. Totzeitgeber und Treiber. Ist deutlich aufwendiger, hat aber noch mehr Vorteile, unter anderem halt die einfachere Stabilisierung. Letztere wird noch besser, wenn man eine echte Halbbrücke spendiert, bzw. Synchrongleichrichtung. Ist aber alles eher Theorie, wenn die Baugröße schon stark begrenzt ist.
Synchrongleichrichtung wird bereits eingesetzt. >unter anderem halt die einfachere Stabilisierung. Warum wird es einfacher nur weil diskret? Denn OP-Amp muss man trotzdem passend beschalten, und das ist mein Problem Auserdem ist der IC für bis zu 600kHz gedacht und der OPamp hat ein GBW von 25Mhz. Da bringt ein schneller nichts. Brauch die richtigen Werte zur Beschaltung. >Sei mir nicht böse, aber willst du mich verars..en? Wenn ich dir schon >Werte geben musst du sie auch so übernehmen. Denn dieser >Spannnungsteiler bestimmt auch die Gesammtreglerverstärkund und die >Frequenz einer Nullstelle für den Phaseboost. Ok, das hab ich nicht bedacht. Bin gerade dabei die genauen Werte zu testen. Vielen Dank für die Wert!
>Den ich habe einen EIngasspannung von genau 24V Angenommen. Es ist zu >beachten, dass bei einem Voltage-Mode (was ich vermute) geregeltem Buck, >der Loop-Gain von der Eingangssannung linear abhängt. Ich würde daher >empfehlen einen IC mit Eingangsspannungsfeedforward einzusetzen. Ich hätte dazu sagen sollen, das die 24V von einem Bleiakku kommen. Die Spannung kann also 20V bis 28V betrtagen, also kein extrem großer Bereich. Ist das jetzt ein Problem?
Fralla schrieb: > Sind nur gerechnete Werte ohne einen Konkreten OPAmp anzunehmen bzw den > PWM-IC genauer zu berücksichtigen. Da würde mich ja viel eher interessieren, WIE Du das gerechnet hast? Man will ja schlißelich dazulernen... ;-)
>Die Spannung kann also 20V bis 28V betrtagen, also kein extrem großer >Bereich. Ist das jetzt ein Problem? Schwer zu sagen. Aber bei der grenzwertigen auslegung, kann eines einen einfluss haben. Einfach versuchen was passiert. >WIE Du das gerechnet hast? Beide Nullstellen auf die Filterfrequenz die L und C bildet, Polstellen bei 70kHz.
Bleiakku??? Schalte doch noch eine 50A Sicherung oder was anderes zur Strombegrenzung in deinen Kreis damit dein Board nicht in Flammen aufgeht bei einem Kurzschluss.
Hallo Fralla, >>WIE Du das gerechnet hast? >Beide Nullstellen auf die Filterfrequenz die L und C bildet, Polstellen >bei 70kHz. Kannst Du das noch etwas deutlicher erläutern? Das würde mich auch sehr interessieren. Gruss Klaus.
Bin etwas verwirrt. Ich denke der PWM-IC, es ist der LTC3703-5 (http://cds.linear.com/docs/Datasheet/37035fa.pdf), hat so ein Feedforward. Im Datenblatt steht line Voltage feedforward. Deine Parameter brachten eine deutliche Verbesserung. (Ich hab nur den R4 geändert, da die Referenz 0,8V statt 2,5V beträgt) Allerdings gibts ein Überschwingen bei einem Sprung von 40% auf 100% Last. Nach 140µs wird ausgeregelt. Allerdings schwingt die Spannung nach dem Einbruch noch mal auf 12,7V auf. Das würde ich gerne wegbekommen.
Markus schrieb: > Allerdings gibts > ein Überschwingen bei einem Sprung von 40% auf 100% Last. Nach 140µs > wird ausgeregelt. Allerdings schwingt die Spannung nach dem Einbruch > noch mal auf 12,7V auf. Das würde ich gerne wegbekommen. Tja, das ist das Problem bei der Regelei: Entweder schnell, dann kanns auch mal Überschwingen, oder ohne Überschwingen, dann wirds aber langsam.
>Entweder schnell, dann kanns auch mal Überschwingen, oder >ohne Überschwingen, dann wirds aber langsam. Oh, welche tiefsinnige Aussage. >Bleiakku??? >Schalte doch noch eine 50A Sicherung oder was anderes zur >Strombegrenzung in deinen Kreis damit dein Board nicht in Flammen >aufgeht bei einem Kurzschluss. Die Akkus, zwei große 155Ah Northstar, mit angegeben 5000A Kurzschlussstrom. Keine Angst, da sind DC-Breaker mit 200A am Batterieterminal. Der Wandler selbst wird nicht extra abgesichert. Ist ausdrücklich so angegeben.
>Kannst Du das noch etwas deutlicher erläutern? Das würde mich auch sehr >interessieren. Hallo Klaus, Tim. Das Filter macht einen Doppelpol bei 3,9kHz. Deshalb setze ich die Nullstellen leicht darüber bei 4,6kHz. Bei 24V Eingangsspannung hat jeder Buckconverter einen DC-Gain von
Die Reglerbandbreite lege ich auf 40kHz fest. Daher muss die Open-Loop Übertragungsfunktion bei der Resonanzfrequenz eine Verstärkung von
haben. Der Regler muss ein DC-Gain (ohne Integralanteil) von -6dB (die Differenz) haben. R1 habe ich auf R1=18k festgelegt. Für -6db muss daher R2=9k sein. Die restlichen Parameter erhält man aus der Übertragungsfunktion des Regler:
zB:
,
usw Wenn man so beginnt macht man Anfangs nichts falsch. Wenn instabil Bandbreite mal auf weniger festlegen. Das ein Regler in einem Schaltnetzteil durch Messung (zb Vanable) der Übertragungsfunktion (bei allen Extrembedingungen) kontrolliert werden soll, sollte klar sein. >Allerdings gibts >ein Überschwingen bei einem Sprung von 40% auf 100% Last. Nach 140µs >wird ausgeregelt. Allerdings schwingt die Spannung nach dem Einbruch >noch mal auf 12,7V auf. Das würde ich gerne wegbekommen. Dann reduziere C1 mal auf 2n2 und C3 etwas kleiner und R3 ein weing größer (2k). MFG Fralla
Glaskugel: Wenn ich diese Ströme lese und Stützelko mit 330uF, dann würde ich da lieber 10 kleinere am rechten Fleck einbauen.
Hallo Fralla, ich denke, aus Deinem pragmatischem Ansatz spricht langjährige Erfahrung. In dieser Klarheit habe ich das Thema noch nie so angegangen gesehen. Es ist interessant das Du die Resonanzfrequenz von L und C ansetzt. Eigentlich naheliegend. Warum setzt Du die Nullstellen um 20% darüber? Ich würde gerne noch mehr erfahren. Gibt es dazu Literaturempfehlungen? Ich denke dabei eher an pragmatische Vorgehensweisen. Gruss Klaus.
Ich finde das auch sehr interessant, deine Auslegung. Eventuell könntest du noch die Übertragungsfunktion herleiten?
>Wenn ich diese Ströme lese und Stützelko mit 330uF Soch hoch ist der Ripple nicht. Der feste Elko kann 4,9A ab. http://www.farnell.com/datasheets/51370.pdf Trotzdem werde ich auf zwei kleinere 270µ umsteigen. >Dann reduziere C1 mal auf 2n2 und C3 etwas kleiner und R3 ein weing >größer (2k). Hab ich gemacht. Es funktioniert super! Kein Überschwingen, trotz der relativ kleinen Kapazität wird in 60µs ausgeregelt, sehr geringer Einbruch (demm wirkt mehr kapazität entgegen, ist nicht notwendig und kein platz). Interessant deine Art das zu berechnen, meine Try and Error Methode, welche ja sehr viele bei regelung von Schaltnetzteilen anwenden hat kläglich versagt. Bei verschiendenen teperaturen muss ich noch testen. Vielen Dank Fralla!
Fralla schrieb: > Die restlichen Parameter erhält man aus der Übertragungsfunktion des Regler: Kann es sein, dass in deiner Formel noch ein Faktor
fehlt? Für die Lage der Null- und Pol-Stellen ist das egal, aber falls jemand versucht, das nachzurechnen (so wie ich), könnte das etwas verwirrend sein. Michael H. schrieb: > Eventuell könntest du noch die Übertragungsfunktion herleiten? Das ist im Prinzip die normale Formel für einen invertierenden Verstärker; allerdings muss man mit komplexen Zahlen rechnen. Für die Kapazitäten wird als Impedanz der Wert s*C eingesetzt. Der Gegenkopplungswiderstand ergibt sich z.B. aus C1, C2 und R2 nach der Formel:
Auf der linken Seite ist ein Spannungsteiler mit
und
Das Teilungsverhältnis ist dann
mit der Impedanz
Die gesamte Übertragungsfunktion ist dann:
Da entspricht mit etwas umstellen der Formel von Fralla, allerdings wie geschrieben mit dem Unterschied von
Für Berechnungen mit so komplexen Ausdrücken würde ich dir eine Mathe-Software wie z.B. "Maxima" empfehlen. Das ist auch sehr praktisch, weil man dort direkt die Formeln in LaTeX-Syntax exportieren kann.
Johannes E. schrieb: > Kann es sein, dass in deiner Formel noch ein Faktor fehlt? Ich muss mich korrigieren, hab mich beim Umstellen verrechnet. Allerdings denke ich, dass in der Formel von Fralla die Kapazitäten C1 und C2 vertauscht sind.
Angehängte Dateien:
-
TF.png
2,3 KB
> Ich muss mich korrigieren, hab mich beim Umstellen verrechnet.
Das sehen Mathematica und ich anders, das war schon richtig
Cheers
Detlef
>ich denke, aus Deinem pragmatischem Ansatz spricht langjährige >Erfahrung. Ja Erfahrung spiel auch eine Rolle (ich mach nicht viel anderes als, stärkere Converter und Inverter zu entwickeln). Zu beachten ist, das es sich um einen Buck in Voltage Mode handelt, also dem aller einfachsten aller Topologien. Ist nichts anderen als ein LC-Filter mit einer Nullstelle durch den ESR verursacht. Da kann man so einfach ansetzten. Bei anderene Wandler, wo die Polstellen und Nullstellen Lastabhängig und Dutycycleabhängig wandern und RHPZ auftretten ist es nicht mehr so leicht. >Es ist interessant das Du die Resonanzfrequenz von L und C ansetzt. Bei dieser Frequenz beginnt die Phase abzufallen, und genau da muss man mit dem Regler entgegenwirken. >Warum setzt Du die Nullstellen um 20% darüber? Das ist Erfahrung. Aufpassen muss man, dass keine "conditional instability" (Also kreuzen der 0dB Linie vor dem eigentlichen Crossover). >Ich würde gerne noch mehr erfahren. Gibt es dazu Literaturempfehlungen? Christoph Basso - Switch Mode Power Supplys Macht viel mit regelung, aber auf SPICE Modellen basierend, also nichts für die schnelle. Für den Einstieg aber ganz gut. Aber bei komplexen Wandlern, alles was Resoannt läuft steigt diese Methodik aus. Wenn es um Modelierung geht kann ich noch Rober W. Erickson - Fundamentals of Power Electronis Ned Modhan - Power Electronics empfehlen. Matlab mit Control System Toolbox ist auch ganz hilfreich. Ich simuliere Übertragungsfunktionen auf gerne mit SIMPLIS, das beste was es für Schaltnetzteile (heute) meiner Meinung nach gibt. Macht aus einem geschalteten transientenmodel eine AC-Analyse und man erhält eine Kleinsignalübertragungsfunktion. >Kann es sein, dass in deiner Formel noch ein Faktor >fehlt? Eher micht das muss so stimmen. Sonst wäre die Versätkung falsch. Aber übertragungsfunktionen stell ich immer in der Produktdarstellung dar. Dann sieht man in einem Blick Integralle Anteile, Pole, Nullstellen und den DC-Gain und kann einfachst einen asymtotisch genähertes Bodediagram zeichnen. PS: mir fällt auf, C1 und C2 sind in der Zeichnung vertauscht. Rechne mal so nach. MFG Fralla
Angehängte Dateien:
-
TL494calc.png
17 KB
Jetzt komm ich nicht mehr mit: Ich hab versucht, das auf den TL494 umzusetzen, aber da ist die Beschaltung der ErrorAmps anders. In den Beispielschaltungen wird das sehr unterschiedlich gehandhabt. Z.B. sind im AppReport SLVA001D von TI die ErrorAmps rein resistiv beschalten, da gehen die überhaupt nicht auf irgendwelche Kapazitäten ein. Ich hab das per Trail&Error mit LTSpice probiert, aber fundiert ist das natürlich nicht. Das Gain des TL494 ist min 70db, die GBW 800kHz, Vref ist 5V. Der TL494 läuft mit 100kHz. Ist zumindest der Ansatz der RC-Netzwerke erstmal brauchbar, oder ist das schon grob falsch?
Achso, vergessen: Eingangsspannung wie angegeben 24V ac, also bis 32V an C101. Ausgangsspannung 12V, Ausgangsstrom bis 6A.
Detlef _a schrieb: >> Ich muss mich korrigieren, hab mich beim Umstellen verrechnet. > > Das sehen Mathematica und ich anders, das war schon richtig Ja, diese Formel war schon richtig; die habe ich auch nicht von Hand gerechnet, sonder mit Maxima ;-) Ich hatte dann aber beim Umstellen auf die Darstellung von Fralla, bei der man die 0-Stellen direkt ablesen kann, einen Fehler gemacht. Fralla schrieb: > PS: mir fällt auf, C1 und C2 sind in der Zeichnung vertauscht. Rechne > mal so nach. Ja, das habe ich schon gesehen.
Was mir gerade einfällt: Die Simulaion des Schaltreglers in verschiedenen Zuständen (variable Uin, variabler Iout, Lastwechsel) ist ja immer ziemlich zeitaufwendig. Kann man die Reglerparameter in der Simu auch optimieren, indem man z.B. einen Teil der Schaltung nimmt, ein Bodediagramm erzeugt und dann Frequenzgang und Phasenlage optimiert? Die Eingangsspannung am Spannungsteiler des Errorverstärkers anlegen (den Spannungsteiler natürlich vom ursprünglichen Ausgang trennen) und die Ausgangsspannung z.B. am Feedbackpin abnehmen.
>Kann man die Reglerparameter in der Simu auch optimieren, indem man z.B. >einen Teil der Schaltung nimmt, ein Bodediagramm erzeugt und dann >Frequenzgang und Phasenlage optimiert? Ja mit einem (um den Arbeitspunkt) linearisierten Ersatzschaltbild welches aus R,L,C und gesteuerten Strom und Spannungsquellen besteht. In SPice kann man damit dann einen AC - Analyse machen. Zu beachten ist, das für eine AC-Analyse der DC-Arbeitspunkt aber stimmen muss. Dh einfach Regelkreis öffnen geht nicht. Man kann aber trotzdem Open-Loop Simulieren, indem man ein tieffilter mit extrem Grenzfrequenz dzwischenschaltet (zb 1kF und 1kH). Oder man simuliert mit den gängigen Kleinsignalmodellen in Matlab und nutz die Control Systems Toolbox. Langwierige Transientenanlysen (ANSYS Simplorer) verwenden ich zumindest nur wenn es um modlierung von Verlusten (Halbleiter, Magnetics) oder Prinzipielle funktionsanalyse geht, weniger zum Regleroptimieren. >Die Simulaion des Schaltreglers in >verschiedenen Zuständen (variable Uin, variabler Iout, Lastwechsel) ist >ja immer ziemlich zeitaufwendig. Nicht unbedingt, womit simulierst du? MFG Fralla
Gilt die Betrachung nur für kontinuierlichen Strom? Warum schwingt der Regelkreis nicht bei Leerlauf? Ein Synchrongleichrichter würde dies lösen? Die Pole des Filters sind doch eigentlich konjugiert komplex, wobei die Dämpfung auch von der Last (Parallenwiderstand zum Elko) abhängen sollte. Sind dann die Nullstellen des Reglers ebenfalls konjugiert komplex?
>Die Pole des Filters sind doch eigentlich konjugiert komplex Ja sicher, ist ja auch ein gedämpftes LC-Filter. >Warum schwingt der Regelkreis nicht bei Leerlauf? Warum sollter er? Dann gilt die LC-Filter Annahme sowieso nicht mehr. Verstärkung sinkt ab -> DICM. >Ein Synchrongleichrichter würde dies lösen? im forced-continous Mode kann man erzwigen das immer CICM herrscht (bis zum Leerlauf), geht auf kosten des Wirkungsgrades. >Sind dann die Nullstellen des Reglers ebenfalls konjugiert >komplex? Nein, wie man anhand der Übertragungsfunktion sieht. Trotzdem liegen die Pole der rsulierenden Closed-Loop nicht mehr weit in der komplexen. Hängt davon ab wie man die Verstärkung und damit die Phasenreserve wählt. Je kleiner umso mehr wandern reslutierende Pole (aus der closed-loop) von der reellen Achse weg, also umso mehr Überschwingen. Sieht man mittels Root-Locus sehr gut. MFG Fralla
Danke für die Hinweise. Regelungstechnik war zwar ein interessantes Fach, aber die Anwendung war immer die Antriebstechnik und nie die Leistungselektronik. In der Leistungselektronik dagegen wurden die Regler immer recht oberflächlich behandelt nach dem Motto "PI von Hand hindrehen, bis es halbwegs stabil ist". Konkret gerechnet habe ich das nie und bei den Hobbyschaltungen wurde es auch empirisch festgelegt. Obwohl dies durchaus eine interessante Anwendung ist. Ich habe mal die Wurzelortskurve skizziert. Mit komplex konjugierten Nullstellen links der Filterpole würden die Pole des geschlossenen Kreises auf einer Kreisbahn nach links in die Nullstellen wandern. Also schnelleres Einschwingverhalten ohne gravierende Verbesserung der Dämpfung. Der Imaginärteil wird nicht kleiner als der Abstand der Nullstellen zur Re-Achse, nur liegen die Pole weiter links. Mit einer doppelten Nullstelle auf der Re-Achse dagegen laufen die Pole zusammen in diese Nullstelle, der Imaginärteil wird mit steigender Verstärkung immer kleiner. Beim Sperrwandler im current Mode habe ich gelesen, dass der Regelkreis im kontinuierlichen (oder war es der lückende?) Modus einfach auszulegen sei. Wie macht man da den Ansatz des Modells? Der Ausgangskondensator integriert Strom zu Spannung. Ist aber der Spitzenwert des Stroms beim Abschalten proportional zum mittleren Strom auf der Ausgangsseite? Über 0,5*L*I^2*f kriegt man im lückenden Modus die über eine Sekunde übertragene Leistung und über die Sekundärspannung den Strom. Das ist aber eigentlich nichtlinear.
>Beim Sperrwandler im current Mode habe ich gelesen, dass der Regelkreis >im kontinuierlichen (oder war es der lückende?) Modus einfach auszulegen >sei. Lückend ist einfacher. Besonders wenn in Current-Mode geregelt. >Ist aber der Spitzenwert des Stroms beim Abschalten proportional zum >mittleren Strom auf der Ausgangsseite? Über 0,5*L*I^2*f kriegt man im >lückenden Modus die über eine Sekunde übertragene Leistung und über die >Sekundärspannung den Strom. Das ist aber eigentlich nichtlinear. Ja ist nichtlinear. Dafür kann man mit einem Flyback einen hohen Bereich abdeknen, mit wenig dutycaycleänderung (im Vergleich zu Buck zb) > In der Leistungselektronik dagegen wurden die Regler immer recht >oberflächlich behandelt nach dem Motto "PI von Hand hindrehen, bis es >halbwegs stabil ist". Für basteln zuhause vielleicht, aber in der prof. Entwicklung werden Regler genauso berechnet. (Ich weis, da gibts ausnahmen, viele). Mag beim Viedorekorder Netzteil so gehen, bei einer 30kW Resonanzwandler nicht mehr. >Wie macht man da den Ansatz des Modells? Am einfachsten ist, ein Zustandsraummodel aufzustellen mit Uc und Il als Zustandsgrößen. (Für geschlossenen Schalter und offenen) Diese Modele mittelt man mit dem Dutycycle zu einem Model. Dann erfolgt die linearisierung und anschließend die Transformation in den Laplace bereich. Daraus können dir Übertragungsfunktionen extrhiert werden. Da ich das nicht einzeln erklären möchte habe ich einen Literaturtipp: Fundamentals of power electronics - Robert Warren Erickson, Dragan Maksimović Auserdem können dies die Erfinder (die berühmten Leistungselektroniker Slobodan Cuk und Middlebrook) besser. Im Anhang die ursprüngliche Arbeit hierzu. MFG Fralla
Und nicht zu vergessen die ausgezeichneten papers von Dean Venable, die seit seinem Ableben leider von der homepage verschwunden sind.
Fralla schrieb: > Die Reglerbandbreite lege ich auf 40kHz fest. Daher muss die Open-Loop > Übertragungsfunktion bei der Resonanzfrequenz eine Verstärkung von >
>haben.
Der Beitrag ist zwar schon ein bisschen älter aber vllt. kann trotzdem
jemand meine Frage beantworten:
Wie kommt man auf das oben genannte Verhältnis?
Wie erhält man das Bodediagramm in Abhängigkeit von der Duty Cycle
Änderung beim Simulieren, z.B. mit LtSpice? Einfach AC Analysis auf den
zweiten Eingang des Sägezahn Modulators?
Grüße
Reglerbandbreite (aka Transitfrequenz) 40kHz klingt erstmal vernünftig. Wie Du auf die Übertragungsfunktion kommst, weiß ich nicht. Zeige mal bitte die zugehörige aktuelle Simulation.
Angehängte Dateien:
-
Buck.PNG
3,5 KB
Mark S. schrieb:
> Reglerbandbreite (aka Transitfrequenz) 40kHz klingt erstmal vernünftig.
Aber woher kommen die Werte 3800 und 40000?
Im Anhang findest du die Schaltung. Im Prinzip möchte ich jetzt die
Übertragungsfunktion des Ausgangs, wenn ich den Duty Cycle mit
Unterschiedlichen Frequenzen ändere.
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