Hallo Community, ich habe einen Tiefsetzsteller gebaut. Ue = 14,4V bis 28V und Ua= 12V bei maximal Ia = 0,4A Problem ist der Ausgangsseitige Ripple geht bei steigender Eingangsspannung bis in den 6V!!!-Bereich. Ich möchte die ausgangsseitige Ripplespannung nun berechnen um zu erfahren wie groß er eigentlich sein sollte. Ich habe 33µH bei 2Mhz Taktfrequenz. DC = 0,76 Mein Strom Ripple an der Drossel = 44,6mA mein Ausgangs-C = 4,6µF Ich habe es über delta Ua = ESR * Iamax = 0,002Ohm * 0,4A = 0,8mV berechnen können, allerdings möchte ich dies über die Kondensator-auf- und entlad-gleichungen tun. das ich den diskreten Verlauf aus dem Sägezahn-förmigen-Strom die geglätte Ausgangsspannung berechnen kann. Danke im voraus für Antworten Gruß Erwin
Und wie wird der Kondensator geladen ? du/dt= i/C ?
> Problem ist der Ausgangsseitige Ripple geht bei steigender > Eingangsspannung bis in den 6V!!!-Bereich. Schaltplan? Bauteile? Layout? > maximal Ia = 0,4A > mein Ausgangs-C = 4,6µF Das sieht sehr sehr eigenartig und unpassend aus... Woher hast du 4,6uF?
ich nutze den LM25011 als IC, Ia max = 0,4A ist eine vorgabe. den Ausgangs C habe ich auf die Aussage aus dem Datenblatt (Seite 13) so dimensioniert, weil darin steht: nicht kleiner als 3,3µF
> ich nutze den LM25011 als IC, Wie sieht das Layout aus? Das ist bei dieser Schaltfrequenz recht kritisch. > nicht kleiner als 3,3µF Auf der Seite 14 sind schon mal 10uF verbaut...
ja ist richtig, ich habe auch schon mit 10µF experimentiert, aber nur mit minimalen erfolg. daran wird es wohl nicht liegen. das problem / die ursache werde ich schon noch finden. Mir geht es prinzipiell erstmal nur um die mögliche/von bauteilen her mögliche ripplespannung. das layout ist 14mm x 11,5mm groß, sprich ein miniswitcher. ich habe die regeln beachtet (hauptstromführende fläche klein, Feedback nah am Ic und weg von der drossel, etc.)
Zwei Dinge: 1. Bei 14,4V Eingangsspannung und 2MHz Taktfrequenz ist die Minimum-Off-Time kleiner als der im Datenblatt spezifizierte Wert von typ. 150ns (83ns). 2. Wie groß ist dein Strommessshunt? Der LM25011 braucht mindestens 10mVpp Ripple an Pin CS um richtig zu regeln (s. Datenblatt S. 11)
zu 1. Das ist richtig, mit der Minimum Off time, da bin ich gerade am ausprobieren wie ich es optimal abändere. vielleicht von 2mhz auf 500khz (immoment RT = 150Kohm) dann würd es mit der eingangsspannung von min 14,4 und der ausgangsspannung = 12V hinhauen. Danke trotzdem für den hinweis. ich habe die hohe frequenz gewählt weil bei höheren frequenzen der wirkungsgrad besser sein soll. aber auch deutlich langsamere ic´s kommen auf sehr gute wirkungsgrade. von da an wird es mich wohl kaum verluste kosten. zu 2. mein Shunt ist 0,33Ohm groß - eribgt 10,9mVpp - also zulässig
> ich habe die hohe frequenz gewählt weil bei höheren frequenzen der > wirkungsgrad besser sein soll. Ist genau anders rum!
mh... naja so ganz kann das ja auch nicht sein, immerhin erhöht man bei trafos auch die frequenz um eine bessere übertragung zu erzielen, warum sonst werden ic´s rausgebracht die immer schneller schalten. oder kann man sagen das die übertragn in einem gewissen intervall (sagen wir 100-300Khz) am besten ist, alles darunter wird schlechter und darüber auch?!?
> ich habe einen Tiefsetzsteller gebaut. Vermutlich nicht. Keinen Steller. Vermutlich einen Regler. > Ausgangsseitige Ripple 6V bei 2Mhz Taktfrequenz Nein. Was ist denn Ripple ? Der Ripple ist die Schräge, die dreieckförmige Form der Spannung am Ausgangselko. | | hoher Peak-Strom = Schaltzeit der Diode | | /| /| horizontaler Versatz = ESR / | / | / \ / \ Schräge = Ripple / \ / \ \ | \ \| \ abklingende Sinusschwingung | | überstehende Nadeln = Streuinduktivität Damit der bei 2MHz, also 0.25us, 6V betragen kann > mein Ausgangs-C = 4,6µF müsste der mit 0,32A umgeladen werden. (Du wolltest die Formel wissen: 1V würde er in 1s umgeladen werden wenn 1F mit 1A geladen wird, du lädst aber 0.000047F mit 0.00000025s um 6V um) Du sagst aber du hast > Mein Strom Ripple an der Drossel = 44,6mA Meine erste Vermutung: Du misst falsch. 2MHz mit ihren Oberwellen erfordert nicht nur ein 100MHz und schnelleres Oszilloskop, sondern auch eine Tastkopf-Anbindung, die nicht wesentlich zu kapazität (4.7uF) und Induktivität (33uH) beiträgt. Eine Kroko-KLemme ist da schon mal ungeeignet für. Zweitens vermute ich, daß dein Aufbau und Bauteilauswahl für 2MHz vermutlich nicht passt, denn 2MHz sind schnell, verdammt schnell für einen Step Up Wandler. Als man von Tiefsetzstellern sprach, war man noch bei 25kHz, daher scheinen deine Kenntnisse noch zu stammen. Es tun sicher nur kleine Keramikkondenstaoren nicht mehr als 1cm von den anderen Anschlüssen weg.
Ok, erstmal herzlichen dank für die vielen Antworten, ich werde meinen Aufbau ersteinmal überdenken und mich später nochmal dazu äußern. Danke nochmal! :)
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So, habe die Schaltfrequenz auf ca 630kHz heruntergesetzt um den gewünschten eingangsspannungsbereich nutzen zu können. im Anhang ist ein Oszi-Bild: Ue= 17,98V Ua=12,061V Ia=0,12A Gelb: Spannung zwischen IC und Spule gegen masse Lila: Spannung über Kathode der Freilaufdiode gegen masse Grün: Ausgangsspannung gegen masse deutlich fallen die Peaks auf, ich habe auch schon versucht deutlich größere C´s an den Ausgang zu hängen damit diese glätten. aber die Peaks wurden teilweise nur noch deutlich oder es hat sich nichts getan. Kann es an einer zu langsamen Freilaufdiode (Vishay SS2P3) liegen?
Miss mal noch Masse gegen Masse...
> Grün: Ausgangsspannung gegen masse
Kein Stück schräg.
Alles ein Einfluss von Widerständen.
ESR des Kondensators und R der Leiterbahnen.
R der Leiterbahnen kannst du ausschliessen, in dem du direkt den
Kondensator kontaktierst.
Wenn das so bleibt, brauchst du einen mit kleinerem ESR, der aber
durchaus weniger Kapazität haben darf.
Bei der Gelegenheit: Es sind nur 60mV, nicht 6V, selbst bei 3-fachem Strom ist nicht mit mehr als 200mV zu rechnen. Der grösste Teil der Peaks wird vom Scope stammen. Was übrig bleibt, bekämpft man nciht mit grösseren Kondensatoren, sondern mit kleineren (Induktivität).
Danke an euch, @Lothar Masse gegen Masse = 0V ;) @MaWin, die 6V bezogen sich auf die Peaks die ich noch unter der alten konfiguration gemessen habe. auf die 60mV kommst du, in dem du das Ausgangssignal ohne Peaks betrachtest? Warum? die Peaks sind doch auch Bestandteil des Signals. Oder werden die nicht unter der genauen definition des Ripples mit einbezogen? Ich habe direkt am Kondensator gemessen, direkter geht es garnicht mehr - da müsste man sonst reinkrabbeln. Aber Danke nochmal für die Tipps, ich werde sehen was sich noch im Lager findet um ein paar vergleichsmessungen zwecks ESR durchzuführen.
> die Peaks sind doch auch Bestandteil des Signals. Oder Bestandteil deiner Masseklemme des Scopekabels. Daher Lothars Vorschlag Masse gegen Masse zu messen. Hast du offenbar noch nicht gemacht. > Oder werden die nicht unter der genauen definition > des Ripples mit einbezogen? Nein, weil sie schon nach kurzer Leitung (Induktivität) nicht mehr ankommen. Schau mal auf die Frequenz dieser Dinger. Irgendwo jenseits der 10MHz. Und dann schau mal auf das Impedanzdiagramm deines Ausgangskondensators. Der wird da schon seinen Punkt niedrigster Impedanz überschritten haben und als Induktivität wirken. Daher bringt ein grösserer Kondensator nicht mehr, sondern weniger. Verringere den Kondensatorwert (und die Bauform und damit seine Fähigkeit auch hohe Frequnzen effektiv zu bedämpfen).
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ok verstehe, ich hab nochmal ein paar Messungen unternommen: gelb - spannung vor der drossel gegen masse lila - Masse gegen Masse grün - Ausgangs C gegen Masse auf dem zweiten Bild hab ich den Zeitbereich verkleinert, demnach müssten die Peaks eine Frequenz von um die 100Mhz haben (10ns) soviel zum tastkopf: Agilent 10074C 10:1 10Mohm // 15pF for 1Mohm // 9-17pF und wovon ist nun auszugehen? er hat keinen schalter. auf dem dritten Bild ist die Impedanz und ESR des Ausgangs C. und mit der Schaltzeit der Diode hat es sicher nichts zu tun (SS2P3)? ich such mir jetzt mal einen gescheiten C raus. Danke für die Hinweise und Tipps
> auf dem dritten Bild ist die Impedanz und ESR des Ausgangs C.
Der hat bei 100 MHz extrapoliert etwa 1 Ohm...
Du hast mächtiges Klingeln im System. Das kommt schon auch mit von der
schnellen diode. Aber Schwingen tut was Anderes (irgendeine parasitäre
Induktivität). Jetzt wirds Zeit fürs Layout... :-o
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das Layout ist 14,4mm * 11,5mm groß. Problem ist, dass der Lasstrom eben auch durch den IC geführt wird. dadurch entsteht die große Schleife.
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ohne die beiden anderen Oszi-Tastköpfe sieht das schon viel besser aus, wackel ich an dem der Ausgangsspannung herum verändert sich auch das Signal deutlich, also nehm ich das jetzt einfach mal so als Messfehler hin und muss das Ergebnis so hinnehmen. Bild 1: Ue = 16V Ia = 0A Bild 2: Ue = 16V Ia = 0,4 (Maximum aber noch nicht in der strombegrenzung)
Was spricht dagegen, einfach mal einen größeren Ausgangskondensator einzubauen? Wäre jetzt mein erster Angriffspunkt gewesen, wenn die Ausgangsspannung nicht glatt genug ist. Berechnen kann man ja viel (Ripple usw.), aber wie's nachher praktisch rauskommt, steht auf einem anderen Blatt Papier...
deswegen nicht, weil der ESR eine/die wichtige Rolle spielt. Umso niedriger er ist umso kleiner der Peak. ich habe auch schon größere c´s dazu gehangen, mit einen größeren ESR - das Resultat war in der Tat eine Verschlechterung der Ausgangsspannung - sprich die Amplituten der Peaks wurden größer. Ich muss dir aber recht geben dass die Berechnung des Ripples nicht das maß aller Dinge ist. Ich wollte ihn nur als grobe Vorgabe berechnen damit ich ein ungefähres Ergebnis erwarten kann. ob 1V - 200mV oder 50mV - das ist schon ein großer Unterschied.
> Was spricht dagegen, einfach mal einen größeren > Ausgangskondensator einzubauen? Hatten wir doch schon erwähnt: Grosse Kondensatoren können hohe Frequenzen nicht mehr bedämpfen. Schon der verwendete wirkt bei den 100MHz nicht, sondern ist eher eine Spule (und damit natürlich kontraproduktiv). > ohne die beiden anderen Oszi-Tastköpfe sieht das schon viel besser aus Aha. Das wahre Klingeln ist also ca. 0.5V und nicht 6V. 100MHz mit 0.5V wären schon durch eine Ferritperle dämpfbar. Das Layout ist doch i.O., gemeinsame Masse (GND) der Kondensatoren zwischen Eingang und Ausgang, und eine kleine Schleife.
Wenn Du gute Messungen machen möchtest (bei niedrigen Spannungen), dann darf kein 1:10 Tastkopf verwendet werden sondern am Besten mit einer Koaxleitung direkt an Masse und Ausgangsspannung des Ausgangskondensators messen. Die Peaks im Signal bezeichent man nicht als Ripple der Spannung. Grundsätzlich verursacht jeder Schaltvorgang eine potentailmäßige Verschiebung der auch parasitäte Kapazitäten umlädt. Dieser Verschiebestrom schließt sich wie alle Stromkreise über den kürzesten Weg und kann die Messergebnisse beeinflussen. Je nach Position misst Du mit deinem Tastkopf (bezogen auf ein "Massepotential") sehr wahrscheinlich über parasitären Induktivitäten - so dass sich eine transiente Stromänderung in einem Spannungssignal äußert. Da hilft nur: .Messleitungen kurz halten .am Besten differentiell messen .Bandbreite begrenzen (20MHz) .Masse am Messobjekt korrekt anschließen
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Der IC läuft jetzt mehr oder weniger. Die Toleranzen (Ua, Ia, Ripple) hält er Ausgangsseitig gut ein, Einziges Problem welches ich noch habe, ist Jittern in gewissen Spannungsbereichen. Ich hab ziehe als "Grundlast" 100mA damit er auch die Arbeitsfrequenz taktet. bei Speicherdrossel L1=33µH Einmal von 13,3V - 17V (Lastunabhängig, d.h. egal was ich in dem Bereich mache -> es bleibt gejittere) und von 19,1 - 28V ab 170mA Last taktet er jedoch sauber. Ich hab es einfach mal mit einer anderen Induktivität von 22µH ausprobiert um zu schauen was passiert: 13,2V - 15,5V (Lastunabhängig) 17,3V - 28V, allerdings ab 0,23A saubere Taktung Der Oszi-screen (genutzte Speicherdrossel = 33µH) zeigt: gelb: Ua Rot: an der Drossel gemessen, auf IC-Seite. Ich gehe von einem Resonanzproblem (Schwingkreis) aus. Welche Rolle kann da das Feedback spielen? Nehme ich ein kleines Blech und versuch den IC von der Drossel abzuschirmen, bekomme ich eine minimale Verbesserung. allerdings nur in minimalen Spannungsbereichen wo das Jittern eh wider abnimmt. Das Layout und Schaltplan ist noch derselbe, außer das ich direkt am Spannungseingangs des IC´s einen 100nF installiert habe, hat meine Spannung unter Lastverhältnissen stark angehoben :) Vielleicht hat ja jemand einen guten Tipp was man als einfaches Mittel verwenden kann um das Problem zu lösen. Danke im voraus für Antworten Erwin
Schalte zum Ausgangselko C4 mal was kleines, vllt. so 47n parallel. Die Keramischen Futzel haben doch fast keinen ESR. Und dann zeig uns ein paar Oszi-Bilder. mf
Hast du ein Datenblatt zur Spule parat? mf
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Also ich meine mit Jittern nicht den Ripple. Am Ausgang einen großen oder kleinen C mit großen bzw. kleinen C parallel hängen verringert das Problem nicht. Habs auch ausprobiert. Bild 1: ideal (so solls aussehen) Bild 2: so siehts in den von mir erwähnten Spannungsbereichen leider aus! das Jittern lässt sich leider nicht besser verdeutlichen. der Ic arbeitet mit Frequenzvariation. Da die mehr oder weniger macht was sie will, kann man sich vorstellen was das ergibt. Datenblatt Drossel: http://katalog.we-online.de/kataloge/eisos/media/pdf/744777133.pdf
Was da wie ein halber Sinus aussieht bevor Vin mit SW verbunden wird, wäre, wenn man ihm zu einem ganzen Sinus erweitert, um die 2MHz. Wenn ich mich jetzt nicht verkuckt hab. Auf einem Oszi-Bild kann man sogar mehr als eine volle Periode sehen. Da müssten also nach Thomson irgendwo ~180pF parallel zur 33µH Spule versteckt sein. Immer noch derselbe Elko mit der Impedanzkennlinie von oben? Der hatte doch ein Impedanzminimum bei 2MHz. Sehr komisch. Die Schwingerei sieht man ja nur am SW-Ausgang. Was, wenn noch kein neuer Ladezyklus für die Spule notwendig ist, da die Ausgangsspannung noch hoch genug ist? Bingo, der IC lässt den SW-Ausgang in der Luft hängen. Der 2MHz-Schwingkreis geht los, weil noch Restenergie in der Spule steckt, die aber nicht ausreicht, die Diode genügend leitend zu bekommen. Bis irgendwann die Ausgangsspannung wieder genügend niedrig ist, dass der IC wieder Vin mit SW verbindet. mf
mh alles klar, es ist nur die Frage wo die parasitäre Kapazität liegen kann? Ich habe schon versucht die Einflüsse zu verstärken/abzuschwächen um darauß eine Lösung ableiten zu können. Irgendwie werd ich da nicht schlau drauß wo der Fehler liegen soll. Es ist wohl vermutlich ein grundlegender Konstruktionsfehler irgendwo in der Schaltung, da ich den Wandler zweimal aufgebaut habe - das Problem tat auch beim anderen auf. Ob in den selben Spannungsintervallen weiss ich nicht. der Erste ging zu früh kaputt :( Vielleicht hat ja jemand noch eine Idee was das Schwingen provoziert, bzw. wo die versteckte Kapazität sein könnte. das Layout von oben ist dasselbe. Schaltplan ebenfalls. Danke Gruß Erwin
Das Blaue unten ist ja alles Massefläche. Die Spule sitzt mit ihren beiden flächenmäßig recht großen Planes an den Anschlüssen obenauf. Durch die Platine hindurch ergeben sich aus Sicht der Spule also zwei in Reihe geschaltete Kapatitäten. Parallel dazu liegt noch die Kapazität, die die beiden Planes an den Spulenanschlüssen direkt zueinander haben. Ebenfalls parallel dazu kommt noch die Eigenkapazität der Spule selbst. Wie dick ist die Platine? Kannst du mal testweise eine Platine ohne Massefläche unten testen? Ich weiß, dass das EMV-Schweinerei ist, aber irgendwie muss das ja in den Griff zu bekommen sein. mf
Die Platine ist ungefähr 1,2mm dick. Leider kann ich keine neue (ohne Masseflächen) Anfertigen lassen. Ich habe über R3 mal einen 100pF Kondensator gelegt. Die Schwingungen im unteren Spannungsintervall sind weg. vielleicht lässt sich da noch was rausholen, auf Kosten der Regeldynamik... Unter 60mA macht er über den gesamten Eingangsspannungsbereich nur Schwinz. Ich denke das muss ich einfach dem Prinzip Tiefsetzsteller zumuten, da dieser eine Mindestlast benötigt um sauber takten zu können.
Erwin schrieb: > über den gesamten Eingangsspannungsbereich nur > Schwinz Wenn du nicht genug Leistung ziehst, muss auch nicht viel Leistung über die Spule übertragen werden. Was zu meiner Erklärung des Verhaltens des Reglers passt. Ich bin aber auch noch auf der Suche nach der versteckten Kapazität. Die Spule selbst bringt ca. 5,3 pF auf die Waage(schließe ich aus der Eigenfrequenz aus dem Datenblatt). Die Kapazität die sich durch die Platine hindurch ergibt, war von mir ein Schmarrn Ansatz. Die Flächen sind dafür viel zu klein, es ergibt sich irgendwas in der Größenordnung von 0,1pF. Die große Plane oben hat ca. 1pF gegen Masse. Jetz gehen die Vermutungen los. Nun, da die Ausgangsspannung soweit sauber ist, dass es dir passt, würde ich das jetzt einfach so lassen wie es ist. mf
Jo, ich danke dir Joachim, hast mir dennoch weiterhelfen können. Ich seh das ähnlich, irgendwann ist eben schluss mit optimieren und alles darüber hinaus ist unnötige Zeit-/Geldverschwendung, die man nie wieder reinholt. Ich versuch jetzt nochmal die Kapazität über dem zweiten Feedback Widerstand zu verändern, vielleicht ergibt sich ja noch was. Gruß Erwin
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